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八十年代中后期,隨著高頻功率變換技術的迅述發展，各種變換器拓撲結構相繼出現,結合大規模集成電路和功率元器件技術,使中小功率裝置的集成成為可能,從而迅速地推動了分布式高頻開關電源系統研究的展開。自八十年代后期開始,這一方向已成為電力電子學界的研究熱點,論文數量逐年增加，應用領域不斷擴大。
分布供電方式具有節能、可靠、高效、經濟和維護方便等優點。已被大型計算機、通信設備、航空、工業控制等系統逐漸采納,也是超高速型集成電路的低電壓電源(3.3V)的*為理想的供電方式。在大功率場合,如電鍍、電解電源、電力機車牽引電源、中頻感應加熱電源、電動機驅動電源等領域也有廣闊的應用前景。
設計方法編輯電源的電磁干擾水平是設計中*難的部分，設計人員能做的*多就是在設計中進行充分考慮，尤其在布局時。由于直流到直流的轉換器很常用，所以硬件工程師或多或少都會接觸到相關的工作，本文中我們將考慮與低電磁干擾設計相關的兩種常見的折中方案[1]。
電源設計中即使是普通的直流到直流開關轉換器的設計都會出現一系列問題，尤其在高功率電源設計中更是如此。除功能性考慮以外，工程師必須*保*設計的魯棒性，以符合成本目標要求以及熱性能和空間限制，當然同時還要*保*設計的進度。
另外，出于產品規范和系統性能的考慮，電源產生的電磁干擾(EMI)必須足夠低。不過，電源的電磁干擾水平卻是設計中*難精確預計的項目。有些人甚至認為這簡直是不可能的，設計人員能做的*多就是在設計中進行充分考慮，尤其在布局時。
盡管本文所討論的原理適用于廣泛的電源設計，但我們在此只關注直流到直流的轉換器，因為它的應用相當廣泛，幾乎每一位硬件工程師都會接觸到與它相關的工作，說不定什么時候就必須設計一個電源轉換器。本文中我們將考慮與低電磁干擾設計相關的兩種常見的折中方案;熱性能、電磁干擾以及與PCB布局和電磁干擾相關的方案尺寸等。

文中我們將使用一個簡單的降壓轉換器做例子，如圖1所示。普通的降壓轉換器普通的降壓轉換器圖1.普通的降壓轉換器在頻域內測量輻射和傳導電磁干擾，這就是對已知波形做傅里葉級數展開，本文中我們著重考慮輻射電磁干擾性能。
在同步降壓轉換器中，引起電磁干擾的主要開關波形是由Q1和Q2產生的，也就是每個場效應管在其各自導通周期內從漏極到源極的電流di/dt。圖2所示的電流波形(Q和Q2on)不是很規則的梯形，但是我們的操作自由度也就更大，因為導體電流的過渡相對較慢，所以可以應用HenryOtt經典著作《電子系統中的噪聲降低技術》中的公式1。
Q1和Q2的波形Q1和Q2的波形圖2.Q1和Q2的波形In=2IdSin(nπd)/nπd×Sin(nπtr/T)/nπtr/T(1)其中，n是諧波級次，T是周期，I是波形的峰值電流強度，d是占空比，而tr是tr或tf的*小值。
我們發現，對于一個類似的波形，其上升和下降時間會直接影響諧波振幅或傅里葉系數(In)。在實際應用中，極有可能會同時遇到奇次和偶次諧波發射。如果只產生奇次諧波，那么波形的占空比必須精確為50%。而實際情況中極少有這樣的占空比精度。
諧波系列的電磁干擾幅度受Q1和Q2的通斷影響。在測量漏源電壓VDS的上升時間tr和下降時間tf，或流經Q1和Q2的電流上升率di/dt時，可以很明顯看到這一點。這也表示，我們可以很簡單地通過減緩Q1或Q2的通斷速度來降低電磁干擾水平。
事實正是如此，延長開關時間的確對頻率高于f=1/πtr的諧波有很大影響。不過，此時必須在增加散熱和降低損耗間進行折中。盡管如此，對這些參數加以控制仍是一個好方法，它有助于在電磁干擾和熱性能間取得平衡。具體可以通過增加一個小阻值電阻(通常小于5Ω)實現，該電阻與Q1和Q2的柵極串聯即可控制tr和tf，你也可以給柵極電阻串聯一個“關斷二極管”來控制過渡時間tr或tf(見圖3)。
這其實是一個迭代過程，甚至連經驗*豐富的電源設計人員都使用這種方法。我們的*終目標是通過放慢晶體管的通斷速度，使電磁干擾降低至可接受的水平，同時*保*其溫度足夠低以確保穩定性。用關聯二極管來控制過渡時間用關聯二極管來控制過渡時間圖3.用關聯二極管來控制過渡時間開關節點的物理回路面積對于控制電磁干擾也非常重要。
通常，出于PCB面積的考慮，設計者都希望結構越緊湊越好，但是許多設計人員并不知道哪部分布局對電磁干擾的影響*大。回到之前的降壓穩壓器例子上，該例中有兩個回路節點(如圖4和圖5所示)，它們的尺寸會直接影響到電磁干擾水平。
降壓穩壓器模型1降壓穩壓器模型1圖4.降壓穩壓器模型1降壓穩壓器模型2降壓穩壓器模型2圖5.降壓穩壓器模型2Ott關于不同模式電磁干擾水平的公式(2)示意了回路面積對電路電磁干擾水平產生的直接線性影響。